C'est effectivement le cas, son entrée étant la moitié du signal envoyé sur la grille de la 1ère triode (puisque la grille de la 2ème triode est totalement découplée, et donc à la masse du point de vue AC). On a donc une triode en grille commune drivée par Vin/2.
La cathode de la 1ère triode étant liée à l'autre cathode, elle se balade aussi au gré d'un signal Vin/2, et donc la tension entre grille et cathode de cette triode est elle aussi égale à Vin/2.
Si, maintenant, on ajoute un feedback en phase avec le signal d'entrée, d'amplitude Vin/2 également : le signal entre les 2 grilles aura pour amplitude Vin - Vin/2 = Vin/2 => à la cathode on aura donc un signal d'amplitude Vin/4, soit un gain réduit de moitié par rapport au cas initial : on est bien dans un feedback négatif.
À contrario, avec un feedback en opposition de phase, le signal entre les 2 grilles aura pour amplitude Vin + Vin/2 = 1.5Vin. Dans ce cas, à la cathode on aurait 0.75Vin, ce qui représente un gain multiplié par 1.5 => c'est un feedback positif.
Tout ça correspond bien au comportement d'un amplificateur différentiel
(désolé si la démonstration n'est pas tout à fait claire, mais c'est pas évident à expliquer par écrit)
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Maintenant, reprenons les calculs, je garde comme référence le schéma de Mc dans le 1er post de ce topic...
Le gain du PI est 30.7, celui du transfo 0.021.
Le gain total du circuit est donc G = 0.65 => au global, on atténue le signal, donc il va falloir être très doux sur la CR pour qu'elle puisse avoir un effet !
Le "feedback factor" est le ratio entre le signal d'entrée et celui du NFB, calculé par la formule 1 - 1 / 10^(ff/20), avec ff en dB (Blencowe, ed. 1 , p. 191)
Si on prend 6dB, on arrive à un rapport de 0.5 environ, ce qui veut dire que pour 1V en entrée du déphaseur, on devrait avoir 0.5V au niveau du NFB, ce qui est logique : en amenant la moitié du signal sur la 2ème entrée, on divise par 2 la tension entre les 2 grilles du LTP, et donc on amplifie le signal 2x moins => -6dB !
Concrètement, le diviseur du NFB doit donc réduire le signal de 0.65V à 0.5V, soit un "gain" de 0.77.
Avec R20 valant 4.7k, il nous faut donc 1.4k en R19, mettons 1.2k (valeur plus petite = moindre atténuation = augmentation du feedback factor = effet plus audible, pour les expérimentations c'est mieux ; à terme, 1.5k sera peut-être plus adaptée).
Passons maintenant à la presence, en commençant par modifier la valeur du potar de presence : je propose 50k, de façon à ne pas influencer le feedback avec ce réglage à 0 (sinon ça foire tous les calculs, et on doit refaire avec 10k // 4.7k, ce qui est un peu plus pénible).
La fréquence de coupure du réglage de presence est calculée en faisant fc = 1 / (2 * pi * C20 * (R19 // R20)), donc C20 = 1 / (2 * pi * fc * (R19 // R20))
R19 // R20 = 956Ω (Blencowe, ed. 1 , p. 193)
Pour fc = 500Hz par exemple, on devrait donc avoir C20 = 330nF.
Pour finir, quelques petites remarques rapport au schéma :
- pour que ça fonctionne, il faut que le "sleeve" du jack de sortie soit relié à la masse (c'est peut-être le cas, mais ça n'apparait pas sur le schéma)
- avec un tel montage, on injecte du DC dans le secondaire de l'OT, très peu bien sur, sa résistance étant négligeable par rapport à R19, mais quand même ; si on veut faire propre (ce que personne ne fait dans la vraie vie, je sais), il serait bon d'ajouter un condo de liaison entre le transfo et R19 ; 10µ serait une valeur adaptée pour R19 = 1.2k