Projet G5

Bonjour, merci pour les réponses.

Effectivement, ça biase froid mais c'était surtout un entrainement, et une façon de comprendre comment une lampe peut réagir en fonction de sa polarisation. En effet je commence à avoir étudier le fonctionnement pour différentes valeurs et compris les influences des différents paramètres sur le comportement du montage…

J'ai donc refais la même chose pour Ia=70mA, en gardant Ua à 350V et Rot à 5kΩ :



Uk = 15V,
Ig2 : 54 / 2,5 = 21,6 donc Ig2 = 70 / 21,6 = 3,24mA,
Ik = Ia + Ig2 = 73,24mA,
Rk = Uk / Ik = 204,8Ω (200Ω, ce sera un peu plus chaud mais ça ne doit pas changer grand chose, je serais à un peu plus de 25W de dissipation d'anode au lieu de 24,5 et 0,86W pour G2 avec Ia = 71,5mA et Ig2 = 3,47mA)

Uot = 200 * 0,0715 = 14,3V,
+A = Ua + Uk + Uot = 379,3V,

quand Ua tend vers 0, Ia = 140mA et Ug2 = 200V soit Ug2 au repos moins 50V,
R15 = 50 / 0,14 = 357,1Ω (390Ω),

Ib = 3,47 + 1,2 = 4,67mA,
Ur15 = 390 * 0,00347 = 1,35V,
+B = Ug2 + Uk + Ur15 = 266,35V,
R22 = (+A - +B) / Ib = 24 197Ω (27kΩ)

voilà, je rajoute bientôt les calculs de puissances dissipées et plus tard je refais la même chose avec un plus petit Ua…

Edit :

J'ai un petit soucis :

Pour calculer le taux de distortion harmonique, je me suis mis en tête de calculer Ua en fonction de Ug1…
Etant au repos à Ug1 = -15V et en imaginant que je branche ma gratte et envoie un signal de 10V (ouais, j'ai une super gratte imaginaire!!!), je me retrouve avec Ug1 = -5V, je vois qu'Ia = 125mA et Ua = 75V.
Par contre si j'envoie -10V, je ne vois plus rien sur mon graph.
Je me dis donc, pas grave, je vais le calculer :

Si Ug1 = -25V, Uk = 25V, donc Ik = 25 / 200 = 125mA ???(damned)???
…
D'un coup, en tapant ça je me dis : Si Ug1 = Ug1(0) -10V, alors Uk = Uk(0) -10v ou +10V??? (ou le 0 entre parenthèse signifie au repos)
D'une autre façon, Ug1 = -Uk au repos uniquement ou dans tous les cas?

J'ai l'impression qu'en fait Ug1 et Uk varient dans le même sens, c'est à dire que si Ug1 = -5V (+10V par rapport au repos) alors Uk = 25V (+10V par rapport au repos)
et non en sens inverse comme je le pensais : si Ug1 = -5V (+10V) alors Uk = 5V (-10V) ???

Mais ça voudrait dire que si Ug1 = 0V, alors Uk = 30V. La grille est donc toujours négative par rapport à la cathode or je pensais qu'à un moment la grille pouvait devenir positive (et qu'il faut d'ailleurs prendre en compte ce phénomène?)

Je ne suis pas sûr d'être bien clair mais si quelqu'un me comprend, peut-il me confirmer ça?

Ug1 et Uk varient bien dans le même sens :

Si Ug1 augmente (se rapproche de 0V), Ia augmente, donc Ik aussi (on néglige Ig2), et dans la résistance de cathode, Uk augmente donc, ce qui tend à rendre "constante" la tension de grille Ug1k (contre réaction).

Par contre Ug1 et Ua varient en sens opposés :

Si Ug1 augmente (se rapproche de 0V), Ia augmente donc Ucharge (tension aux bornes du primaire de l'OT) augmente or Ualim est ce qu'elle est et comme : Ualim = Uk + Uak + Ucharge => Uak = Ualim - Uk - Ucharge,
alors Uak diminue.


EDIT:

Il va de soi que pour connaitre la vraie tension de grille "Ug1k", il faut évidemment prendre en compte la variation de Uk, à moins que Rk ne soit découplée par une capacité.

Bonjour,

Compris pour Uk, merci Bimole.

Je suis passé à une tension d'anode de 250V et Ia = 100mA :

Ra = 2,5kΩ; Pa = 25W

Ig2 = 6,94mA
Ik = 106,94mA
Uk = 10V (pour Ug2 = 250V):
Rk = Uk / Ik = 93,5 (100Ω)
donc Uk sera en fait 100 * 0,10694 = 10,7V au repos.

Uot = 140 * 0,1 = 14V
+A = 250 + 10,7 + 14 = 274,7V

Je ne connais pas Ug2, Je sais qu'il faudrait qu'elle soit inférieur à Ua. D'après les caractéristiques sur les quelles je me suis basées, elle est de 250V, mais avec Rk à 100Ω et donc Ug1 = -10,7, ça doit être un peu moins…
Si je suis la méthode trouvée dans l'article sur les étages de sorties single end de Valve Wizard :

Screen Voltage: The screen voltage is usually set by a dropping resistor in the HT supply (Rg2) (see the section on smoothing and filtering), or a choke, plus a small screen-grid stopper. This will place the screen voltage at roughly the same voltage as the anode, or a little lower. Usually we would like the load line to pass through or just slightly below the 'knee' of the grid curves, so some tweaking of the load and HT voltage may be necessary. It is this interplay of load, anode and screen voltage that is the essence of pentode design.
The dropper (or choke) provides both filtering and a permenant voltage drop. The stopper provides current limiting and compression. To choose values for these resistors we need to know the screen current, plus any extra current that may be being delivered to the preamp through the dropper (Rg2). The current to the preamp can be estimated, and the screen current can be found either from a graph given in the data sheet, or by knowing that screen current is roughly a fixed ratio of anode current. The data sheet gives one example of anode current of 70mA, screen current 10mA, a ratio of 70/10 = 7:1.

We already know the quiescent anode current will be 75mA, so we can expect 75/7 = 10.7mA of quiescent screen current. We will assume the preamp in this amplifier draws an additional 5mA. The total current through the screen-grid dropper (Rg2) is therefore 15.7mA.
The value of this resistor is usually in the region of 470 ohms to 1k simply because these are common values that provide a decent level of filtering in conjunction with the smoothing capacitor shown in grey. If we use 470R, the voltage dropped across this resistor will be:
470 * 0.0157 = 7.4V
and the power dissipated will be: 470 * (0.0157 * 0.0157) = 116mW

When the anode voltage falls the screen current increases, and if left unchecked, could cause it to melt. The purpose of the screen-grid stopper is to cause the screen voltage to fall to the correct safe level whenever the screen current rises, so that when the working point swings towards the 0V grid curve the curves compresses down so the 'knee' meets, or falls below, the load line. This is known as 'sliding-screen' operation and requires a certain amount of estimation and educated-guessing as we shall see. The lower the loadline passes below the knee during quiescent conditions, the greater the screen-current pulses will be, and the larger the screen stopper must be.

Firstly we must know what the maximum allowable screen voltage at this point is, and to do this we use the mutual characteristics graph. Unfortunately the mutual characteristic graph provided in the data sheet does not show screen voltage extending as far as zero grid volts. However, we can guess that if we want the zero volts curve to move down to where the -8V line is now, the 8V grid line will move down to roughly where the -16V grid line is now.
The -16V grid curve currently crosses the load line at Ia = 125mA. We look at the mutual characteristics graph and see what screen voltage corresponds to a grid voltage of -8V at 125mA anode current (green dot):
The screen voltage required is slightly below 250V, but we can easily round it off at 250V. Therefore we need to drop roughly 300 - 250 = 50V for the screen grid. If we first assume that when the anode voltage falls close to 0V, all the cathode current is drawn from the screen and not from the anode. The green dot on our load line indicates about this will be about 150mA. Use Ohm's law to find the minimum value of screen-grid stopper:
50 / 0.150 = 333 ohms.
Since in reality the screen current will not quite attain this value we should use the next highest standard resistor, which is 470 ohms for a wire-wound, although 1k is more common and will cause the characteristics to compress more. The peak power dissipated would be slightly less than 470 * (0.150 * 0.150) = 10.6W, and since this resistor must protect our valuable EL34 from overload, a high wattage resistor is necessary; 2W minimum, 5W or more preferred. If your screen stopper burns out it will invariably destroy the output valve, so use one with the biggest wattage margin you can.

This resistor will also drop the quiescent screen voltage by 470 * 0.0107 = 5V, which is negligeable.
Now we know the screen voltage will be 300 - 7.4 - 5 = 288V

j'ai déjà déterminé Ig2 = 6,94mA en suivant cette méthode.
donc je sais que le courant total à travers ce qu'il appelle Rg2 est de Ig2 + I(préamp) = 6,94 + 1,2 = 8,14mA
Ce qui me donne si j'utilise une résistance de 470Ω une chute de tension aux bornes de cette résistance de 470 * 0,00814 = 3,83V (8,14V avec 1kΩ… quel est le meilleur choix???)

Ensuite, je vois que pour Ug1 = 0V, sur mon graphe où Ug2 = 250V, J'ai Ia = 175mA. Ce qui me donne en passant chez JJ (qui ne correspont pas tout à fait au graph que j'utilise, c'est grave docteur?) Ug2 entre 200 et 225V. Disons 200V ce qui me fait une chute de tension entre +A et Ug2 de 274,7 - 200 = 74,7V.

D'où la valeur minimum pour la résistance de grille écran de 74,7 / 0,175 = 426,8Ω soit 470Ω normalisé. Qui dissipera 470 * 0,175² = 14,39W. Et là je ne comprends pas trop pourquoi dans son exemple, avec une dissipation de plus de 10W il peut choisir une résistance à 5W. Ceux qui comprennent mieux l'anglais que moi (ou juste l'électronique…) m'expliqueront peut-être…

Donc au repos, la chute de tension sera de 470 * 0,00694 = 3,26V.

Du coup ma tension d'écran Ug2 = 274,7 - 3,83 - 3,26 = 267,61V ce qui est supérieur à Ua… Et là, je ne comprends plus…

Bon je laisse ça en l'état pour l'instant en espérant ne pas trop vous importuner avec mes longs post pleins d'erreurs… En attendant vos avis éclairé, je continue à plancher, un peu dans le vent j'ai l'impression mais bon, je vais bien finir par comprendre comment ça marche tout ça


Edit :

Ce que je peux déduire pour l'instant de tous ces essais, c'est qu'il y a une infinité de possibilités pour polariser une lampe et qu'il va falloir faire un choix à un moment ou à l'autre...
Mais quels sont les critères à prendre en compte pour choisir?

• Déjà, je pense au dimensionnement de l'alim, il faut trouver une polarisation qui n'exige pas un transfo et un filtrage trop énorme comparé au projet.
  
  J'imagine qu'il peut y avoir de grosses différences de son entre choisir :
  • une tension de cathode élevé pour un courant de bias plutôt faible,
    l'extrême inverse
    et toutes les solutions intermédiaires...
  Le choix de Ug2 me semble aussi avoir son importance.

Ce sont quelques idées comme ça, pas très claires... Je n'ai pas trouvé de commentaires à ce propos là dans mes recherches.
Si quelqu'un peut apporter des éclaircissement sur tout ça, je pense que ça ne sera pas utile qu'à moi même.

HS : Je me dis de plus en plus qu'une fois mon projet mené à bout, j'essaierais bien de rédiger un article rassemblant le maximum de mes questionnements et surtout les réponses que j'y aurais trouvé grâce à vous tous, en gros une synthèse des étapes par lesquelles je serai passé avec les questions qui se sont posées et les solutions qui vont avec et qui ne sont pas vraiment développées dans les articles techniques que j'ai pu lire (bien entendu je suis encore loin d'avoir fait le tour de la toile mais je pense avoir déjà trouvé les infos accessibles à tous assez facilement...). Si vous pensez que ça peut avoir une utilité bien sûr...

C'est tout en ton honneur, en ce qui me concerne, je ne pourrais t'aider qu'à alimenter en fonction de tes désidératas.

Salut à tou(te)s

Damien, tu as raison, il y a plein de possibilités de points de bias différents, avec des conséquences notamment sur la puissance de sortie, le taux de distorsion, le headroom etc .. etc ... et il faut faire un choix, et plus on a d'expérience, plus le choix est facile

Il faut déjà bien comprendre le fonctionnement d'un tube, et pour la pentode ou tetrode à faisceau dirigé bien prendre conscience que Ug2 a une influence capitale sur le courant d'anode, presque plus que Ua !! Et donc une influence capitale sur le son et la "réactivité", le dynamisme, le répondant de l'ampli.
Et c'est très souvent sous estimé voir négligé quels que soient les articles que tu trouveras ici ou là sur Internet ... Et à mon sens une des personnes qui aborde le mieux le sujet (en tous cas qui l'aborde, même si ce n'est pas très détaillé donc pas évident à comprendre), c'est Merlin Blencowe de Valve Wizard.
Tu es en train de capter ça, c'est cool, car quand ce sera clair dans ton esprit, tu auras fait 80% du chemin ... Les 20% restants, je reviendrai dessus un peu plus tard

Déjà il te faut faire le tour de tous les datasheets, et prendre ceux sur lesquels tu as le + d'infos (les courbes Ia en fonction d'Ua pour Ug2 fixée, mais aussi les courbes de transfert, où on a Ug1 en fonction de Ia pour Ua fixée et différentes valeurs de Ug2, et aussi Ug1 en fonction de Ig2 toujours pour Ua fixée et différentes valeurs de Ug2)

Prends ce datasheet : http://www.mif.pg.gda.pl/homepages/fran ... /6L6GC.pdf
Tu y trouveras toutes les infos dont tu as besoin ...

Je reprends ton exemple, Ua = 250V et Ug2 = 250V (ces tensions peuvent être égales, ce n'est pas un problème). Si tu baisses Ug2, tu perds de la puissance (pas forcément un mal), de la dynamique (ça peut être un choix aussi), du headroom
Tu as choisi Ia = 100mA

Sur le datasheet, ça correspond à à peu près 9,8V pour Uk (je prends un chiffre précis, mais on va arrondir à 10V, il n'y a aucun souci)
Donc Uk = 10V
Soit A+ = 250 + 10 + (140*0,1)
A+ = 274V

Ensuite, pour connaitre Ig2 pour Ug2 = 250V et Ug1 = -10V, tu regardes la caractéristique de transfert page 5 (la 2ème de la page)
Tu trouves Ig2 = 7,6mA
Ton preamp, tu as estimé 1,2mA
Soit 8,8mA qui traversent R22

On va d'abord calculer la valeur de R15 :
Tu traces ta droite de charge pour 2,5K de charge au primaire de l'OT
Quand Ua tend vers 0V, Ia tend vers 200mA (en fait ça n'ira jamais, il faudrait qu'on soit en classe B et donc que le PI soit capable de "fournir" un courant de grille g1 pour que ça s'en rapproche, mais en fait tu prends comme tu l'as très bien fait l'intersection entre droite de charge et courbe Ug1 = 0V, soit ici à peu près Ia = 175mA)
Ensuite, retour sur la caractéristique de transfert page 5 : on trouve pour Ia = 175mA à peu près Ug2max = 238V
Soit 12V de chute de tension dans R15
D'où R15 = 12 / 0,175 = 68 ohms à peu près. Tu pourras prendre un peu de marge, 100 ohms par exemple, et pour la dissipation, 100 * 0,175² soit 3W à peu près

Pourquoi cette fois ci trouve t'on une résistance plus faible ? Parce que la droite de charge passe à travers le coude (même un peu au dessus du coude) de la courbe Ug1 = 0V, et c'est dans cette situation que c'est le moins critique pour g2 !! (g2 est l'élément le plus fragile d'une pentode, c'est pour ça qu'il faut vraiment faire attention à bien dimensionner la grid stopper pour ne pas pêter prématurément le tube ...)
Et ce coude, c'est très important !! Si on passe en dessous du coude, il faudra obligatoirement bien dimensionner la grid stopper si on ne veut pas endommager le tube, car encore une fois la grille de contre écran est très fragile ... (surtout sur les tubes actuels !!! Les vieux tubes étaient bcp plus costauds à ce niveau !! C'est pourquoi sur certains schémas, comme certains schémas de Marshall, tu n'as pas de grid stopper sur g2 !! Avec des EL34 mullard, ça passe, avec n'importe quelle EL34 produite aujourd'hui, c'est des problèmes quasi assurés à plus ou moins court terme ... Au moins des fusibles HT qui pêtent à répétition ... Et encore, c'est moins critique en classe AB car la pente de la droite de charge se redresse sur la partie du fonctionnement en classe B, et elle se rapproche du coude. Mais sur de la classe A, c'est très important !!)

Avec 100 ohms pour R15, on a une chute de tension négligeable aux bornes de R15 : 0,76V (on va négliger ça pour le calcul de B+ pour prendre un peu de marge)

On aura donc B+ = 250 + 10
Soit B+ = 260

Et R22 = (A+ - B+)/8,8mA
Soit R22 = (274-260)/0,0088
Soit R22 = 1590 ohms (tu prendrais 1,8K)

Je reviens sur les 20% restants de la compréhension du truc : c'est d'une part savoir visualiser sur ton graphique la symétrie du signal en sortie (donc le taux de distorsion à puissance max quand le signal n'écrète pas encore), estimer la puissance en sortie, et être capable d'interpréter graphiquement tout ça.
C'est pour ça que de mon point de vue, la méthode la plus parlante pour concevoir un étage de puissance, c'est la méthode purement graphique : avant de faire le moindre calcul, avec un peu d'expérience, on voit tout sur les courbes ... (il y a un seul calcul à faire pour tracer la droite de charge)

Je pensais faire un petit topo un de ces jours sur tout ça, quand j'aurais le courage , mais vas y, si tu es motivé, c'est cool !!

Désolé pour ce long post, je vais me faire taper sur les doigts ... Aie


à+

Bonjour,

Merci pour ces précisions Bozole, tout ça s'éclaircit peu à peu…

Je pense que j'utiliserai cette dernière polarisation, Ua = Ug2 = 250V, Ia = 100mA et Ra = 2,5kΩ.

Toutefois pour continuer à apprendre, j'ai commencer à regarder ce que ça pourrait donner pour Ua = 300V, avec toujours Ug2 = 250V, Ra = 2,5kΩ et Ia = 74mA.
Le problème est que je n'arrive plus à déterminer Ig2. La méthode de ratio de Merlin Blencowe me plaisait bien, mais en l'appliquant aux différents exemples des datasheets, je ne tombe jamais sur le même ratio. Du coup, je ne sais pas lequel choisir…
Alors j'ai essayé de le trouver sur les graphiques, celui qui me paraissait le plus adapté est à la page 6 du document que m'a conseillé Bozole (Average Screen Characteristics) Seulement ces caractéristiques sont valables pour Ug1 = 0V, pas au repos où il est égale à -14V. Par contre, je sais du coup que quand Ug1(Ec1) = 0V, Ua ≈ 60V et donc Ig2 ≈ 23mA. C'est déjà ça!!!
Sinon, en utilisant les courbes Ig2 = f(Ug1), je trouve un peu moins de 5mA mais je ne sais pas du tout si ça peut marcher comme ça?



Pour un signal de 20V crête à crête en entrée, j'aurai un taux de distorsion harmonique de deuxième ordre de :
H2% = ((170 - 110) / (2( 170 + 110 ))) * 100 = 10,7%
Je crois que j'avais calculé à peu près 8% pour Ua = 250V.

Je n'ai pas encore tout régler pour cette polarisation, j'y viendrais.
En attendant, qu'en pensez-vous, et comment fairiez vous le choix entre ces deux dernières (Ua = 250V ou Ua = 300V) ? Moi, j'hésite encore beaucoup et surtout comme je n'ai encore jamais fait ça, je ne sais pas du tout quelles pourront être les différences de comportement entre ces deux polarisations… Ça aide pas vraiment à choisir

Salut

Tu as raison d'utiliser la dernière caractéristique de la page 6
Perso, voici comment je procède (c'est de l'approximation, mais dans la pratique c'est assez réaliste) :
Je regarde à quelle valeur de Ig2 correspond Ua = 300V, Ug1 = 0V et Ug2 = 250V : Ig2 = 13,3mA
Ensuite, même chose pour Ua = 250V, Ug2 = 250V et Ug1 = 0V : Ig2 = 13,7mA

Soit 0,4mA que précédemment
Donc je rajoute 0,4mA à tous les points des courbes de la caractéristique de transfert de la page 5 (Ua = 250V)
ça me donne pour Ug1 = -14V et Ug2 = 250V Ig2 = 5,4mA

Sinon, tu polarises froid encore une fois, c'est voulu ? ça te donne plus de distorsion ...
As tu essayé le 5k pour 300 ou 325V à 90 ou 95mA par exemple ? ça te donnerait sans doute plus de puissance en sortie, un peu + de compression en poussant l'ampli du fait d'une grid stopper plus grosse sur g2 (tu passerais dans le coude voir un peu en dessous du coude de la courbe Ug1 = 0V), bref un son un peu + "typé", un peu + ce que l'on fait généralement sur les amplis guitare ...

Perso, tu l'as compris, je choisirais donc 300 ou 325V pour Ua, Ug2 = 250V, Z primaire OT de 5k et une grid stopper bien choisie pour g2 (en calculant pour la valeur mini, et ensuite en faisant des essais à l'écoute, voir en mettant un switch sur la version finale de façon à avoir 2 valeurs différentes pour 2 sons différents ampli poussé dans ses retranchements Switch à câbler correctement bien sûr pour que ce soit safe même en cas de switch "à chaud". Tu pourrais même mettre un rotocontacteur pour avoir plus de possibilités ...), et ça devrait très bien rouler !!

à+

Bonsoir,

Bozole, est-ce qu'il ne faudrait pas plutôt soustraire les 0,4 à Ig2?
Sur la page 6, on voit que Ig2 est plus grand pour Ua = 250V (13,7mA) que pour 300V (13,3)…
Dans ce cas se serait donc l'opération inverse donc Ug2 = 4,6mA?

Oui autant pour moi soustraire bien sûr !! (faute d'inattention de ma part). Tu as compris le principe, c'est le + important

Yep! merci je planche dessus…

Bonjour,

Alors voilà un dernier essai de polarisation que je pense garder ci vous trouvez ça correct et selon l'alim qu'il faudra.
A ce propos là, je pense garder la section préamp et tone stack telle qu'elle a été conçue dans la V3. J'aurais juste besoin que vous me confirmiez qu'il me faut bien 1,2mA en C+. Et aussi, quelle est la tension C+?

Donc :



Ra = 5kΩ
Ua = 300V; Ia = 90mA
Ug2 = 250V; Ig2 = 4,6mA
Uk = 11,5V; Ik = 94,6mA

=> Rk = 11,5 / 0,0946 = 121,56Ω (120Ω, je sais qu'en général on choisi la valeur au-dessus mais là je sais que j'ai un peu de marge et pour 1,56Ω, à la limite je suis dans le seuil de tolérance de la 120Ω…)

+A = Ua + Uk + Uot = 300 + 11,5 + 18 = 329,5V (330V)
+B = Ug2 + Uk = 250 + 11,5 = 261,5V (262V)

Pour Ug1 = 0V : Ua = 13,7V et Ia = 142mA
Ug2 = 200V soit une chute de tension de 61,5V dans R15.
R15 = 62 / 0,142 = 436,61Ω (470Ω)
Pr15 = 470 * 0,142² = 9,48W
Ur15 = 470 * 0,0046 = 2,162V

R22 = (330 - 262) / (0,0046 + 0,0012) = 11724Ω (12kΩ)
Pr22 = 12000 * 0,0058² = 0,4W

Il me faudrait donc en

• +A : 330V; 90mA
  +B : 262V; 4,6mA
  +C : ???; 1,2mA (à confirmer)

Voilà, merci de me donner vos avis là-dessus. J'espère que ça peut marcher comme ça parce que j'ai vraiment envie de passer à la pratique maintenant!!! Mais bon, je ne vais pas faire n'importe quoi non plus donc je vais essayer d'être encore un peu patient…
J'aurai pas mon bel ampli tout beau tout neuf pour noël, !!!

Salut

Si j'en crois les infos notées ici : viewtopic.php?t=1217
C'est 183V (185V) pour C+ et 1,1mA à peu près de conso pour les 2 triodes de la 12AX7
Le B+ du G5 étant à 260V, ça correspond quasi pil poil à ton schéma, donc tu conserves R23 à 68k, R22 à 12k et ça roule, tu peux monter ton ampli

Pour la R de cathode de la 6L6GC, perso je prendrais une 5W : en effet, en pointe quand Ua tend vers 0V on a un peu plus de 140mA pour Ik, soit 120*0,140² soit 2,35W à peu près. On prend un rapport de 2 pour que ce soit sécurit
Ensuite, pour la résistance de g2, une 5W suffit, tes 9W c'est vraiment au pire d'une part, et d'autre part c'est bien de conserver un rôle de fusible pour cette résistance en cas de problème sur l'étage de puissance, donc de ne pas trop la surdimensionner

Voilà, tu as quasiment toutes les cartes en main, reste à voir pour l'alimentation (la "spécialité" (entre autres) de Vitriol, il va surement te filer un coup de main) et tu pourras monter ton "jouet"

à+

Voici ce qu'il est possible de tirer du kit de la V3

R1 en RH ou SH25

http://goofaman.free.fr/papa/COURS/damien/G5V3EZ81.JPG

Suffit de demander

Merci Jo

Par contre, c'est en créant un point milieu "artificiel" avec 2 diodes type 1N4007 je suppose si tu conserves le transfo d'alim du kit.
damien ne paraissait pas très ouvert à cette solution, mais perso c'est ce que je ferais, ça ne changera rien du tout en terme de son par rapport à un point milieu sur l'enroulement, et c'est la solution la plus économique ...

Oui tout à fait, solution mixte.

J'avais omis de le préciser, mais j'étais parti sur le fait d'éviter tout frais supplémentaires par rapport au kit, => d'où le choix de l'EZ81

Suite à mes simus, on pourrait s'affranchir de R1 de 330 Ohm en utilisant une 5Y3, car étonnamment, j'ai les 50V de voltage drop supplémentaires, pas très performante la mémère, mais à retenir, c'est une pompe à Volts cette rectifieuse

Solution non retenue car pas de 5V /2A sur ce transfo.